目前使用較多的是三相柱式電力穩壓器，它雖然有很多優點，但由于使用了機械傳動和碳刷進行調節，因而具有工作壽命短、可靠性差、動態響應時間長等缺點，正在被無觸點補償式穩壓電源所取代?！把a償”具有“補足”和“抵消”兩種意思。所謂補償式穩壓電源，就是用多個補償變壓器（一般是2～4個），將其次級串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態繼電器（由光耦、觸發電路和雙向晶閘管組成的電路模塊）組成的“多全橋”轉換電路，用切換多個補償變壓器初級頭、尾的連接方式，來調節補償電壓的大小或正負進行有級補償。當市電電壓高于標稱電壓時進行負補償；低于標稱電壓時進行正補償。由于去掉了機械傳動和碳刷，因而提高了壽命、可靠性和動態響應速度，使穩壓電源的性能得到了很大的改進。但仍然還存在一些缺點：如只能有級調節、調節精度不高（取決于補償變壓器的最小電壓，調節精度一般為2％～5％），所用補償變壓器個數較多，因而補償變壓器的“多全橋”轉換電路用的開關數也多，電路相對復雜等。本文取其優點，避其缺點，提出了用PWM高頻斬波器進行補償的交流穩壓電源，使交流穩壓器的性能得到了進一步的提高。

2  用PWM高頻斬波器的補償式交流穩壓電源

    這種穩壓電源是采用PWM高頻斬波器產生的補償電壓uco對市電電壓的波動（欠壓或過壓）進行補償，其原理電路如圖1所示。圖中S1和S2為采用雙向晶閘管或固態繼電器的交流開關，用切換變壓器Tr的兩個初級繞組來控制補償電壓的方向，它的次級繞組串入主電路中，以對市電電壓的波動進行補償：當市電電壓高于標稱電壓時S2導通，Tr按降壓自耦變壓器方式工作，輸出反向電壓來抵消市電電壓高出的部分；當市電電壓低于標稱電壓時S1導通，Tr按升壓自耦變壓器方式工作，輸出正向電壓來補足市電電壓不足的部分。S3是PWM高頻斬波器開關，用來調節補償電壓的大小，以實現無級精確補償。由于S3工作在高頻開關狀態，因而采用了由兩個IGBT反并聯組成的，而且帶有零電流開通，零電壓關斷緩沖電路的交流開關，以減少開關損耗，提高斬波效率。

    由市電電壓us與基準電壓ur相減的差值ΔU（直流電壓）控制PWM調制器，在載波三角波電壓小于ΔU的部分產生S3的正向觸發脈沖控制S3斬波。這樣，在補償變壓器Tr的次級就可以產生出補償電壓uco。uco的大小等于us與ur有效值之差|Us－Ur|，uco的方向取決于Us－Ur等于正還是負來決定：當Us－Ur等于正值時S2導通，uco為負，當Us－Ur等于負值時S1導通，uco為正，以補償市電電壓達到標稱值。圖中LF、CF為交流濾波器，以濾掉補償電壓uco和市電電壓us中的高次諧波。

圖1  采用PWM高頻斬波器的補償式交流穩壓源電路原理框圖

    斬波器開關S3采用的是等電位直流脈寬調制EPWM（Equipotential－PWM），EPWM觸發脈沖的形成與交流正弦電壓的PWM斬波波形如圖2所示。

圖2   EPWM調制與正弦PWM斬波波形

2.1  正弦斬波電壓的諧波分析

    正弦斬波電壓的波形如圖2所示，為了使波形具有半波奇對稱，和1/4周期偶對稱，以消除其傅里葉級數中的余弦項和正弦項中的偶次諧波，取載波比N=fc/fs=4k（式中fc為載波三角波頻率，fs為市電工頻頻率），調制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc（式中Δt為觸發脈沖寬度，TΔ=1/fc為載波三角波周期，ΔU為等電位直流調制電壓，ΔU=|Us－Ur|，Uc為載波三角波電壓幅值）。

    載波三角波的方程式為：

    uc=(1)

    i=1,2,3…

    當調制電平為ΔU時，求出觸發脈沖起始點ti和終止點ti＋1的方程式為：

，

（2）

（3）

    則脈沖寬度為：

                          Δt=ti＋1－ti=(TΔ/Uc)ΔU                     （4）

    式中TΔ=2π/N，則各觸發脈沖的起始角和終止角的數值為：

         α1=TΔ/2－(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N－M(π/N)

       =π(1－M)/N；

                         α2=π(1＋M)/N；

                         α3=π(3－M)/N；

                         α4=π(3＋M)/N；

                         ……

    由圖2可以看出：PWM正弦斬波波形是“鏡對稱”和“原點對稱”，因此在它的傅里葉級數中將不包含恒定分量、余弦項和正弦項中的偶次諧波，只包含正弦項中的奇次諧波，故：

               f(ωt)=bnsinnωt，n為奇數（5）     

    式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

    對于基波，n=1，由于PWM正弦斬波波形是正弦的，即f(ωt)=Usmsinωt，所以：

    b1=(sin2xdx＋sin2xdx＋…）

      =sin2xdx

      =（M·）=MUsm    (6)

    對于諧波

    bn=(sinxsinnxdx＋sinxsinnxdx＋…）

    當n=KN±1，K=1,2,3…時：

    bKN±1=sinxsinnxdx

         =－sinKMπ   (7)

    當n≠KN±1時：

    bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

    所以，當補償變壓器的變比為ξ時，PWM正弦斬波電壓uch的傅里葉級數表示式為：             

    uch=MUsmsinωt－sinKMπsin(KN±1)ωt    (8)

    補償電壓uco的方程式為：

    uco=ξMUsmsinωt－ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

    由式（8）中的諧波幅值sinKMπ可以算出，當fc=10kHz，N=200，M=0.1～0.9時，基波與各次諧波的幅值如表1所示?；ê透鞔沃C波與調制比M的關系曲線如圖3所示?？芍?，PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的交流濾波器LFCF的參數越小，當N大到一定程度時，甚至只用Tr漏感及一個很小的電容CF就可以濾掉所有uco中的高次諧波。

表1   基波和各次諧波與調制比M的關系

諧波分量	M值
	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b1/Usm	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b199/Usm	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b201/Usm	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b399/Usm	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b401/Usm	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b599/Usm	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b601/Usm	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b799/Usm	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757
b801/Usm	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757

2.2  主電路與斬波開關的結構形式

    主電路與PWM正弦斬波器開關的結構形式如圖4所示，其中圖4（a）是用兩個PWM正弦斬波器開關的主電路，當us>ur時S2導通，Tr按降壓自耦變壓器方式工作，輸出電壓－uco，以抵消市電電壓中的高出部分；當usur時開關S2和S3導通，Tr工作在降壓自耦變壓器狀態，輸出電壓－uco，以抵消市電電壓中的高出部分；當us

(a)主電路之一(b)主電路之二(c)主電路之三

(d)主電路之四(e)斬波開關型式

圖4  主電路與PWM斬波開關型式

2.3  線路阻抗的補償

    在圖4所示的主電路中，補償變壓器Tr次級繞組的電阻和漏感，以及交流濾波電感LF的繞組電阻圖3諧波分量與調制比M的關系曲線和電感，與市電電源的內阻抗共同組成線路阻抗Z。在有負載時線路阻抗Z產生的電壓降Zis對穩壓精度是有直接影響的。為了提高穩壓電源的精度，對Z的影響應進行補償，其補償電路如圖1中虛線電路所示。由于Zis使輸出電壓uo減小，減小的程度與電流is成正比，因而在控制電路中加入了一個乘法器，將測得的is與Z相乘的Zis信號串入到us檢測電路中，使us相應減小一些即可以補償掉Zis的影響。PWM正弦斬波器開關管的正向壓降、變壓器Tr初級繞組的電阻和漏感，也可以造成PWM正弦斬波器輸出電壓uco值的減小，對穩壓精度也有影響，但這個影響較固定且數值不大，因此可以通過調高變壓器Tr的變比ξ來補償。

2.4  考慮線路阻抗Z的補償分析

    假定市電電壓us大于或小于基準電壓ur，在考慮到線路阻抗Z時穩壓電源輸出電壓uo的方程式為：

    uo=us－Zis±uco    （10）

式中：us=Ussinωt；

      is=Issinωt。

    補償變壓器Tr的變比ξ=Uc/Usm，Usm=Us

    將式（9）及us、is的值代入式（10）得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt

        ξsinKMπ·sin(KN±1)ωt

    用電路中的交流濾波器LFCF濾掉uco中的高次諧波后可得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt（11）

    當us增高到>ur時，>Usm，由于ΔU=－ZIs－Ur，M=ΔU/Uc=(－ZIs－Ur)/Uc，ξ′=Uc/，代入式（11）得：

    uo=sinωt－ZIssinωt－

                ξ′〔(－ZIs－Ur)/Uc〕sinωt

             =Ursinωt            (12)

     當us降至us″

    uo=sinωt－ZIssinωt＋

               ξ″〔(Ur－＋ZIs)/Uc〕sinωt

       =Ursinωt                   (13)

    圖1所示PWM正弦斬波器式穩壓電源，在工作過程中有以下6種情況：

    1)us增至>ur＋Zis時，uco=－Zis－ur，輸出電壓uo=－(－Zis－ur)－Zis=ur

    2)us降至＋Zis，輸出電壓uo=＋(ur－＋Zis)－Zis=ur

    3)us=ur時，uco=－Zis，輸出電壓uo=us－(－Zis)－Zis=us=ur

    4)空載(is=0)>ur時，uco=－ur，輸出電壓uo=－(－ur)=ur

    5)空載(is=0)+ur，輸出電壓uo=＋(－＋ur)=ur

    6)空載(is=0)us=ur時，uco=0，不補償。

    從以上分析可知：當市電電壓波動（欠壓或過壓）或負載變化時，用以直流表示的us、ur，is的有效值（Us－ZIs－Ur）=ΔU或（Ur－Us＋ZIs）=ΔU作調制電壓的EPWM正弦斬波器的輸出電壓uco，完全可以補償輸出電壓uo的變化，保持uo=ur不變，達到穩壓目的。

    但由于采用的是直流電平EPWM控制，故不能檢測出波形畸變，因此這種穩壓電源不能對市電電壓中的諧波、閃變和尖脈沖等進行補償，但可以依靠交流濾波器濾掉一些。

    補償變壓器Tr的變比ξ=Uc/Usm的大小取決于市電電壓的最大變化范圍。市電電壓的最大變化范圍一般為±10％。但實際上有的地方最大變化范圍可達±20％，所以變比ξ'取1.7/10，ξ″取2.5/10，相對應的補償變壓器容量也應取穩壓電源標稱容量的25％。

用EPWM高頻斬波器的原理，同樣可以制成三相補償式交流穩壓電源，只要用三組如圖1所示的電路即可。這樣的三相補償式交流穩壓電源，還可以補償掉三相電壓的不對稱。

3  結語

    按照圖1原理制成的一臺單相2.5kVA的穩壓電源，經實驗證明：當輸入電壓變化范圍為±15％時，輸出電壓的變化小于±1％；諧波含量小于25％。這種穩壓電源的特點是：補償變壓器工作在變比ξ″=2.5/10，ξ'=1.7/10的自耦變壓器狀態，其伏安定額大，體積小、重量輕，反應速度快，可以實現無級補償、補償精度高，電路簡單。當市電電壓正?；蚩蛰d時S3不工作（空載時與門關斷，S3不能觸發），補償變壓器不耗電，電源損耗小。其缺點是由于Tr工作在自耦變壓器狀態，初、次級之間有電的連接，故接地不方便。另一個缺點是由于采用了直流有效值控制，故只能補償市電電壓的大小變化，不能補償市電電壓中的諧波、閃變和尖脈沖，但交流濾波器可以使諧波、閃變和尖脈沖減小。